CN1853114A - 利用无线通信测量距离 - Google Patents

Abstract

一种估计第一无线通信终端与第二无线通信终端间的距离的方法，包括：(i)在第一终端接收信号，接收的信号包括由第二终端发射的RF发射信号的复合多径衍生，该发射信号包括OFDM信号；以及(ii)处理该接收的信号，包括执行解调操作，以生成解调信号；(iii)将该解调信号分解为对应于包括在该接收信号中的不同路径长度分量的多个分量；(iv)识别哪个分解的分量对应于最短的路径长度；以及(v)对于识别的分量，计算从该第二终端至该第一终端的经历时间。该第一终端可用于确定每一分解的分量的强度值。该强度值可与门限值比较，以确定是否将该强度值视为非零，从而包括具有该强度值的分量，以得到具有最短路径长度的分量。还说明了一种终端，其用于执行这些步骤和包括这些步骤的发送和接收OFDM信号的方法。由该第二终端发射，并由该第一终端以多径衍生形式接收的发射信号可方便地为在802.11标准中定义的PLCP(物理层汇聚过程)训练信号。这通常是在由LAN中的终端(例如RU)的发射起始处提供的“长训练序列”。此信号的目的是允许另一终端(例如，AP)与该终端同步。

Description

利用无线通信测量距离

技术领域

本发明涉及利用无线通信测量距离。具体地，其涉及在工作于利用正交频分复用(OFDM)的系统，例如局域网(LAN)中的两个终端间测量距离。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是一种公知的射频(RF)调制类型，其专用于局域网(LAN)，例如那些在5GHz频段根据802.11a LAN行业标准操作的网络。此频段为分配用于高速(达每秒56Mb)数据传输的非协作免许可频段。

在802.11a LAN标准中定义的协议存在衍生，其用于4.9GHz频段，仅用于公共安全目的。它的操作与调制非常类似于802.11a LAN标准的规定，并具有一些附加功能。

通常，根据802.11a LAN标准开发的LAN包括远程单元(RU)和一个或多个接入点(AP)。在实际中，RU与AP可能是由类似硬件形成的通信终端，包括具有强大信号处理能力的4.9-5.0GHz收发信机。该RU实际上可为移动终端。该AP实际上可为固定终端，其物理连接至静态物理网络，并且通过AP向或从网络传输发送的数据。

希望AP知道RU至AP的距离。一种利用蓝牙跳频(FH)调制在2.4GHz频段测量RU相对于AP的位置的公知系统包括RU处的应答器。该应答器包括专用芯片。此系统在每一RU处需要特殊的硬件和软件附加物，从而使该RU成为非标准产品。此外，利用FH调制的测距需要利用回送过程。FH调整基本上不同于并且不兼容OFDM调制。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供一种估计第一无线通信终端和第二无线通信终端间距离的方法，其包括：

(i)在该第一终端处接收信号，该接收信号包括由第二终端发射的RF发射信号的复合多径衍生，该发射信号含有包括多个同时调制的载波的OFDM信号；以及

(ii)处理该接收的信号，包括解调操作，以生成解调信号；

(iii)将该解调信号分解为对应于包括在该接收信号中的不同路径长度分量的多个分量；

(iv)识别哪个分解的分量对应于最短的路径长度；以及

(v)对于识别的分量，计算从该第二终端至该第一终端的经历时间。

根据本发明的第二方面，提供第一无线终端，其用于测量其自身与第二无线终端间的距离，该第一终端包括：

(i)用于接收信号的接收机，该接收信号包括由第二终端发射的RF发射信号的复合多径衍生，该发射信号含有包括多个同时调制的载波的OFDM信号；以及

(ii)在接收信号上进行解调操作以产生解调信号的解调器；

以及(iii)一个或多个处理功能，其用于：

(a)将该解调信号分解为对应于包括在该接收信号中的不同路径长度分量的多个分量；

(b)识别哪个分解的分量对应于最短的路径长度；以及

(c)对于该识别的分量，计算从该第二终端至该第一终端的经历时间。

该方法与该第一终端从而可使用仅利用标准OFDM信令的单向通信路径(从发送终端至接收终端，无环回)。“标准”OFDM信令指的是现有的(现在或将来的)通信协议/物理层可不加修改地用于现有的RU产品。

该第二终端可方便地包括标准未修改的硬件与软件(即，并不需要修改该第二终端，以允许与根据本发明的第一终端一同使用)。

在该第一与第二方面中，第一终端可用于确定每一分解的分量的强度值，该强度值可与门限值比较，以确定是否将该强度值视为非零，从而包括具有该强度值的分量，以得到具有最短路径长度的分量。

在本发明第一方面和第二方面中，由第二终端发射并由第一终端接收的发射信号可方便地是在802.11标准中定义的PLCP(物理层汇聚过程)训练信号。此为通常在终端(例如，RU)发射的起始处提供的‘长训练序列’。此信号的目的使允许其它终端(例如，AP)与该终端同步。

该训练信号包括训练符号，其为由802.11a LAN标准定义的标准符号。它可在频域中表示，也可在时域中表示。在频域中，该训练符号包括64个预定义复数，也称为相量(phasor)，这些复数中的52个为非零，其余为零。在时域，该训练符号包括复时间信号的64个时间采样，该复时间信号通过计算这些相量的逆快速傅立叶变换(FFT)获得。该复时间信号的每一采样由两个独立分量构成，即，I(同相)分量与Q(正交)分量。I分量为该复采样的实部，且Q分量为该复采样的虚部。该I与Q分量可通过公知的正交幅度调制(QAM)过程获得，以产生该发射的RF信号。发射机在启动时间，此处称为T1和T2，将该训练符号发送两次。为了同步目的，在接收机中以公知方式记录这些时间。

在本发明的第一方面和第二方面，该发射信号从而可包括训练符号，该训练符号通过向在频域中生成的信号的相量施加逆FFT运算而产生，以生成I与Q分量，合并这些分量以生成该发射信号。

该第一终端方便地包括存储作为解调器输出而产生的信息的存储器。当通过施加逆FFT运算产生发射信号时，由该存储器存储的信息包括由该解调器解调的信号的复时间采样。该第一终端可进一步包括一种处理功能，其用于定位对应于该训练符号起始的时间，以定义该存储的时间采样的采样起始时间。优选地，该处理功能用于定位前面所指的时间T2。

该第一终端还进一步包括一种处理功能，其用于对时间采样施加校正因子，以补偿频率偏移。该第一终端可对时间采样执行FFT运算，例如，在补偿频率偏移之后。该FFT运算可为离散傅立叶变换(DFT)运算。通过该FFT运算产生恢复的相量复合矢量C(其包括所有接收多径信号的作用的叠加)。该第一终端可进一步包括一种处理功能，其构造下面进一步解释的特殊矢量集{Ck}，其中，该集合的每一分量对应于该发射信号经历的不同特定路径长度。该第一终端可进一步包括一种处理功能，其将接收相量信号的恢复复合矢量分解为对应于不同路径长度的分量。这通过执行求出复合矢量C与特殊矢量集{Ck}的每一分量值的内积绝对值|<C，Ck>|的数学函数运算实现。此运算利用对应于每一路径长度的接收相位的唯一组合和所构造的特殊矢量集合{Ck}的正交性。

对于从解调的接收信号恢复的信号进行的处理运算中的任意一个或多个可由单个处理器或以组合方式操作的多个处理器执行。在实际中，每一这样的处理器可为数字信号处理器(微处理器)，其可通过本领域实际公知的任何硬件和/或软件形式实现。

下面将说明用于第一终端的执行上述处理功能的详细运算方法(算法)的示例。

在此说明书中，‘RF’通常理解为高于10kHz的频率，例如，高达500GHz。在许多情况下，RF能量将具有从100kHz至100GHz的频率。尽管本发明在原理上可适用于此范围内的所有频率，但其特别适用于1GHz至10GHz的频率范围，特别是在4.9-5.0GHz区间内的无线LAN频率。

根据本发明的第三方面，提供一种测量前面定义的第一无线通信终端与第二无线通信终端间的距离的方法，包括：

在该第二(发送)终端处：

(i)生成包括FFT域中相量的OFDM训练符号；

(ii)通过向在频域中产生的信号相量施加逆FFT运算，处理该生成的信号，以生成I和Q分量；

(iii)合并该I与Q分量，以产生包括多个同时调制的载波的发射信号；以及

(iv)发射该发射信号；

以及在该第一(接收)终端处：

(v)在该第一终端接收信号，该接收信号包括由第二终端发射的RF发射信号的复合多径衍生，该发射信号含有包括多个调制载波的OFDM信号；以及

(vi)处理该接收的信号，包括执行解调操作，以生成解调信号；

(vii)将该解调信号分解为对应于包括在该接收信号中的不同路径长度分量的多个分量；

(viii)识别哪个分解的分量对应于最短的路径长度；以及

(ix)对于识别的分量，计算从该第二终端至该第一终端的经历时间。

对于每一分解的分量，该方法可包括确定强度值，并将该强度值与门限值比较，以确定该强度值是否为非零的步骤。识别哪个分解的分量具有最短路径长度的步骤可仅施加至具有确定为非零强度值的分量。

该第一终端可包括接入点终端，并且该第二终端可包括远程单元终端，二者均为例如根据802.11标准或其它LAN协议操作的LAN的终端。根据本发明的实施例计算的这两个终端间的距离可由该第一终端以各种方式使用。包括：

1)切换辅助：由于接入点从LAN中的远程单元接收的RF强度不一定与这二者间的距离呈简单关系，因而这是有利的，当通信链路质量处于临界状态时，该接入点指示该远程单元将其连接切换至最近的接入点，而不是从其接收最强信号的接入点。这使切换间的时间最大，并且使LAN的中央交换机上的信号处理负担最小。由每一AP确定的距离值发送至通信范围内的每一RU，以允许该RU找出最近的AP。

(2)定位：存在知道例如警察局的成员的公安人员的人员或车辆的当前位置的需要。在这种应用中使用本发明的实施例，当知道RU和多个AP间的距离，并且知道固定AP的位置时，可通过三角测量计算该RU的位置。通过该RU中的处理器计算，距离信息可用于求出该RU的位置。另外，可在AP之一或其它地方的处理器执行此计算。在所有情况下，测距信息必须从有关的AP发送至包括执行该计算的处理器的终端。

利用实施本发明以计算两个终端间距离的适当算法，有利地避免了在该第二(发送)终端处需要任何应答器或其它专用硬件或软件。在该第一终端处，可通过简单地分析该第二终端的标准训练发射来执行距离测量。因此，此实施例提供简单的路径，而不是回送过程。从而标准设备与操作软件可有利地用于该第一终端。

现在将仅通过示例，并参考附图说明本发明的各实施例。

附图说明

图1为公知的OFDM发射机的功能框图。

图2为OFDM接收机和实施本发明的处理器的功能框图。

具体实施方式

如同在本发明的实施例中所使用，OFDM为公知的调制形式，其将通信信道划分为N个子信道。这些子信道以子载波为中心。在OFDM中，通过利用诸如4QAM、16QAM和64QAM(其中，‘QAM’为正交幅度调制)的调制方式调制所有子载波来发送数据。同时发送所有子载波。从而生成复数复合信号，其中，不能区分不同的子载波。

这与跳频(FH)调制(例如蓝牙)不同，其使用一次发送一个的多个子载波。

在根据802.11标准的OFDM LAN系统中，在传输任何数据之前，发射机发送训练序列以与接收机在时间和频率上正确的同步。在传输的开始，RU发射称为‘长训练序列’的OFDM RF突发，其目的是使AP同步。该长训练序列包括频域中的N个子载波(在802.11a中N＝52)，其在载波(约5GHz)附近间隔相等的频率。每一子载波具有相同的幅度，但不同的预定相位。这些相位值固定并且已知，设置它们向复合信号提供特定的有用属性。此外，所有子载波由相同的系统产生，并且锁定至相同的合成器，从而以确定方式全部相位相关。

根据波传播定律，到达距离L处的远程位置的每一子载波将经历不同的相位变化(由于其不同的频率)。某些子载波将经历多个360度相位旋转。然而，在远程位置看到的N个相位的组合是唯一的，并且唯一地与经历的距离L和该长训练序列的初始相位相关。

如果该接收信号为许多信号的复合叠加，由于多次反射(多径传播)，每一信号经历了(略微)不同的距离，则接收信号包含与所有这些路径相关的信息。

在实际中，子载波的相位、幅度与频率间隔(在发射RU处)固定并且已知，并根据标准训练符号进行设置。通过施加逆FFT运算，这些相位与幅度生成作为空中RF信号发送的时变信号。该接收信号为时变信号，其是受到传播条件、多径反射和噪声影响的发送信号的衍生。

对此接收的时间信号执行FFT运算，以提供一组复矢量，其与原始训练符号相关，但由于多径效应和传播定律造成的相位变化产生失真，并且这些矢量中的每一个包含关于一起包括在该多径接收信号中的所有信号分量的混合信息。通过利用该信道的离散多径模型，并且通过处理该复矢量，我们能够分离关于各个路径的信息，使得可识别最短路径。其它较长路径可认为是由于原始发射信号的多次反射造成的。这按照下面的方式完成。

通过利用OFDM调制的正交性，我们可构造一组特殊矢量，每一个与一个特定的可能经历的距离相关，该距离包括在由该多径接收信号的多个分量涵盖的所有可能路径中。我们执行数学矢量运算，以求出这些复矢量(其通过FFT从接收的时间信号重建)和我们构造的每一特殊矢量的所谓内积。这样，我们能够产生一组不同的值，其每一个对应于不同的可能路径。每一个这样的值与从每一不同路径接收的能量成比例，即与该多径接收信号的每一分量的对应强度成比例。

与包括在该计算的强度值组中的非零强度值关联的最短路径长度是发送RU与该接收AP间的直接距离。应当注意，此路径可能具有小于计算的一个或多个更长路径的强度值，这是由于不同路径中的不同传播条件造成的。包含在计算组中的强度值可与门限值比较，以确定它们是否非零，即，它们是否等于或大于该门限值。该门限值可为例如在所有路径上检测的最大值的一半。

图1表示在802.11LAN的RU中的公知形式的发射机中的OFDM信号的产生与发射。一组相量由基带生成器101生成。它们表示频域中的训练信号信息。运算器102向这些相量施加逆FFT运算。结果为64个复时间采样，每一个具有I分量与Q分量。这些分量被提供至调制器105，其通过正交幅度调制(64QAM)产生将要发射的RF信号。处理此信号并通过发射机前端106将其作为发射信号107在RF发射。

图2表示在AP的接收机/处理器200中的信号接收与处理。接收信号109在接收机前端201接收。该接收信号109为由图1的发射机100产生的发射信号107的多径衍生版本。该接收机前端201的输出由解调器202进行处理，其执行发射机100(图1)的调制器105的逆功能，以产生具有在存储器203中存储的I和Q分量的复时间采样。通过由接收机200以公知方式独立获取的同步信息，识别对应于由发射机100进行的第二次训练符号发射的起始的时间T2。在处理器204中，时间T2处于在存储器203中存储的采样中，以提供时间基准，即精确的采样起始时间。在处理器205中，调整至时间T2基准的时间采样被进一步处理，其通过在补偿器205中施加校正因子，以考虑频率偏移(后面进一步解释)。然后通过运算器206向校正的时间采样施加FFT运算，以产生包括一组相量的复矢量C。它们是原始训练符号的相量，其被破坏为发射信号107的多径反射的结果。这些相量存储在贮存器207中。

发生器208生成一组特殊矢量{Ck}，其与由复矢量C中的多径接收信号中的分量涵盖的可能的各个路径长度相关。在实际中，如果长训练符号固定，则可一次产生这些矢量{Ck}，并将其存储在存储器中。处理器209通过计算称为复矢量C与集合{Ck}内积绝对值的函数，将贮存器207中的相量的恢复复矢量C分解为对应于不同路径长度的各个分量。这样，可将复矢量C分解为所需的各个分量，这是由于对应于包括在复矢量C的多径信息中的每一路径长度分量的接收相位的唯一组合和集合{Ck}的正交性造成的。通过此计算产生的值为一组存储在存储器210中的强度值。所产生并存储的集合的每一强度值对应于接收的信号分量，其从经历了不同距离的多径信号分解得到。将这些值施加至比较器211，其将每一值与门限强度值比较。如前所述，该门限值可为整个集合值的最大强度值的一半。每个不小于该门限的强度值作为非零值施加至检测器212，其识别哪个施加的非零值对应于经历的最短路径长度。最后，提供该识别值的信号分量从该发射机100至该接收机/处理器200的经历时间，其为经历距离的量度，通过关于此分量的相关信息计算得出。

在实际中，施加至参考图2说明的该解码信号的各种处理功能中的两个或更多可方便地由通用处理设备执行，例如数字信号处理器(微处理器芯片)，这对于本领域的技术人员是显而易见的。

对于该接收机/处理器200中的处理功能的运算的详细分析如下：

1.算法说明

该OFDM长训练符号的非零基带子载波S_n(t)具有以下形式

$S_n\left(t\right)={\mathrm{\&rho;}}_n{e}^{i(\mathrm{n\&Delta;\&omega;t}+{\mathrm{\&phi;}}_n)},{\mathrm{\&rho;}}_n=1,{\mathrm{\&phi;}}_n\&Element;\{0,\mathrm{\&pi;}\},n=-N_c/2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N_c/2,n\&NotEqual;0---\left(1\right)$

其中，对于802.11a OFDM长训练符号，N_c＝52，N＝64，Δω＝2π·20E6/N，其中，N为一个符号中的时间采样数。用ω_t，ω_r表示分别具有随机相位θ_t，θ_r的调制器与解调器中心频率，利用离散多径模型，将路径系数与延迟分别表示为

$h_m\&Element;C,{\mathrm{\&tau;}}_m\&Element;R,m=0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N_p-1---\left(2\right)$

其中，N_p为RF路径的数量，并且不失一般性，我们假设，发射机(Tx)与接收机(Rx)前端延迟可忽略(如果不能忽略，其将为硬件产生的、已知的固定延迟，可通过相应地后向调整该接收的训练符号的相位进行校正)。然后，通过

$\mathrm{\&epsiv;}=\frac{({\mathrm{\&omega;}}_t-{\mathrm{\&omega;}}_r)2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{N\&Delta;\&omega;}},\left|\mathrm{\&epsiv;}\right|<<1---\left(3\right)$

在后面的题为‘算法的限制与精确度’小节中，我们显示通过计算该时间符号的FFT获得的第n个接收的子载波的相量具有以下形式

$c_n=\underset{m=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_m{e}^{i[{\mathrm{\&theta;}}_t-{\mathrm{\&theta;}}_r+{\mathrm{\&phi;}}_n-({\mathrm{\&omega;}}_t+\mathrm{n\&Delta;\&omega;}){\mathrm{\&tau;}}_m]}+O\left(\mathrm{\&epsiv;}\right)\&ap;\underset{m=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_m{e}^{i({\mathrm{\&phi;}}_n-\mathrm{n\&Delta;\&omega;}\&CenterDot;{\mathrm{\&tau;}}_m)}---\left(4\right)$

我们暂时忽略(4)中的O(ε)误差，从而 $b_m=h_m{e}^{i({\mathrm{\&theta;}}_t-{\mathrm{\&theta;}}_r-{\mathrm{\&omega;}}_t{\mathrm{\&tau;}}_m)}.$ 注意，利用循环前缀，(4)对于延迟的路径有效，因为对于每一接收路径，我们总是在全部N个采样的集合上计算FFT，并且

$\mathrm{FFT}\left\{x_{n+d}\right\}=e^{i\frac{2\mathrm{\&pi;\&lambda;}}{N}d}\mathrm{FFT}\left\{x_n\right\}---\left(5\right)$

从而，我们所需的就是‘Frame Sync’(其为包含由802.11标准定义的64个时间采样的时间信号，并且用于这些时间采样的时间同步)。现在，我们假设{φ_n}已知，因为它们是OFDM长训练符号的相位。将该长训练符号的解调相量的(N_c+1)维矢量表示为

$C=\left\{c_n(1-{\mathrm{\&delta;}}_{n,0})\right\},n=-\frac{N_c}{2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,\frac{N_c}{2}---\left(6\right)$

并且考虑矢量

$C_m=\left\{e^{i({\mathrm{\&phi;}}_n-\mathrm{n\&Delta;\&omega;}{\mathrm{\&tau;}}_m)}(1-{\mathrm{\&delta;}}_{n,0})\right\},n=-\frac{N_c}{2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,\frac{N_c}{2},m=0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N_p-1---\left(7\right)$

那么，显然有

$C\&Element;\mathrm{span}{\left\{C_m\right\}}_{m=0}^{N_p-1}---\left(8\right)$

且具体地

$C=\underset{m=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_m{C}_m---\left(9\right)$

如果我们令

${\mathrm{\&tau;}}_m=\frac{2\mathrm{\&pi;m}}{N_p\mathrm{\&Delta;\&omega;}},N_p=\frac{N_c}{2}---\left(10\right)$

那么，利用内积定义

$<x,y>=\underset{n=-N_p}{\overset{N_p}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_n{y}_n^{*}---\left(11\right)$

这些矢量相互正交，因为对于p，g∈0，…，N_p-1

$<C_p,C_q>=\underset{\underset{n\&NotEqual;0}{n=-N_p}}{\overset{N_p}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{\mathrm{m\&Delta;\&omega;}({\mathrm{\&tau;}}_q-{\mathrm{\&tau;}}_p)}=2\mathrm{Re}\left\{e^{i\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N_p}(q-p)}\underset{n=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{i\frac{2\mathrm{\&pi;n}}{N_p}(q-p)}\right\}=N_c{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{pq}}---\left(12\right)$

现在，如果第J条路径为最短的非模糊路径，即b_m＝0，m＜J，则

$<C,C_k>=\underset{m=J}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_m<C_m,C_k>=\left\{\begin{array}{c}0,k<J\\ N_c{b}_k,k\&GreaterEqual;J\end{array}-\right.--\left(13\right)$

由于|<C，C_k>|在k＝J时第一次不等于零，则 ${\mathrm{\&tau;}}_J=\frac{2\mathrm{\&pi;J}}{N_p\mathrm{\&Delta;\&omega;}}$ 为最短的经历时间。如果 $c=3E8\frac{m}{\sec }$ 为光速，则估计的距离为d＝c·τ_J米。

2.算法的限制与精确度

首先，我们估计由不完美的频率同步引入的误差：第m路径和第n子载波的下混合接收时间信号具有以下形式

$S_{n,m}\left(t\right)=\left\{h_m{e}^{i\left[\right({\mathrm{\&omega;}}_t+\mathrm{n\&Delta;\&omega;})(t-{\mathrm{\&tau;}}_m)+{\mathrm{\&theta;}}_t+{\mathrm{\&phi;}}_n]}\right\}{e}^{-i({\mathrm{\&omega;}}_{r}t+{\mathrm{\&theta;}}_r)}$

其得到

$S_{n,m}\left(t\right)=h_m{e}^{i[{\mathrm{\&theta;}}_t-{\mathrm{\&theta;}}_r+{\mathrm{\&phi;}}_n-({\mathrm{\&omega;}}_t+\mathrm{n\&Delta;\&omega;}){\mathrm{\&tau;}}_m]}{e}^{i({\mathrm{\&omega;}}_t-{\mathrm{\&omega;}}_r+\mathrm{n\&Delta;\&omega;})\&CenterDot;t}---\left(14\right)$

因此，令

$x_{n,m}=h_m{e}^{i[{\mathrm{\&theta;}}_t-{\mathrm{\&theta;}}_r+{\mathrm{\&phi;}}_n-({\mathrm{\&omega;}}_t+\mathrm{n\&Delta;\&omega;})\&CenterDot;{\mathrm{\&tau;}}_m]}---\left(15\right)$

并且利用(3)中的ε，接收机在时间 $t_q=\frac{2\mathrm{\&pi;q}}{\mathrm{N\&Delta;\&omega;}},q=0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N-1$ 得到的对应的信号采样组为

$S_{n,m}=x_{n,m}{\left\{e^{i({\mathrm{\&omega;}}_t-{\mathrm{\&omega;}}_r+\mathrm{n\&Delta;\&omega;})\frac{2\mathrm{\&pi;q}}{\mathrm{N\&Delta;\&omega;}}}\right\}}_{q=0}^{N-1}=x_{n,m}{\{(1+\mathrm{i\&epsiv;q})e^{i\frac{2\mathrm{\&pi;nq}}{N}}+O\left({\mathrm{\&epsiv;}}^2\right)\}}_{q=0}^{N-1}---\left(16\right)$

从而，通过(15)，我们得到

$S_{n,m}=h_m{e}^{i[{\mathrm{\&theta;}}_t-{\mathrm{\&theta;}}_r+{\mathrm{\&phi;}}_n-({\mathrm{\&omega;}}_t+\mathrm{n\&Delta;\&omega;})\&CenterDot;{\mathrm{\&tau;}}_m]}\{e^{i\frac{2\mathrm{\&pi;nq}}{N}}+O\left(\mathrm{\&epsiv;}\right){\}}_{q=0}^{N-1}---\left(17\right)$

进行(17)的FFT，并将RF路径相加，得到(4)。通过10ppm的频率误差，我们得到|ε|≈0.016，从而，我们在(3)中的假设是合理的。在(同步至)Frame Sync消息中的微小误差不是非常重要，因为一个采样偏移仅导致15的误差。

最大范围与分辨率如下：

$\frac{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}{2\mathrm{\&pi;}}=0.3125\mathrm{Mhz}$

得到

$\max .\mathrm{range}=\frac{2\mathrm{\&pi;}(N_p-1)}{N_p\mathrm{\&Delta;\&omega;}}c=923m,$

$\mathrm{resolution}=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N_p\mathrm{\&Delta;\&omega;}}c\&cong;37m.$

在建议用于4.9GHz，具有可变带宽的LAN系统中，期望的最大可用范围可利用5MHz BW扩展至4km。然而，由于对于固定的子载波数量，范围/分辨率比恒定，则距离分辨率约为160m。

由于N_p的值不是2的幂，则不能立刻利用FFT计算(12)。另外，必须对于所有路径执行计算，因为关于最短路径(其可能不是最短的)的适当判决需要归一化。然而，可以使用DFT，由于N_p＝26，则实时计算不是必须的。

3.算法使用的优选形式

下面说明当完全的802.11a标准接收机可用时的算法的优选形式。我们所指的适用文档是保持原始标注的标准“IEEE Std 802.11a-1999Part 11：Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and PhysicalLayer(PHY)specifications”。

参考以前的标注和等式，令

$N_c=52,\frac{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}{2\mathrm{\&pi;}}=0.3125\mathrm{Mhz},N_p=\frac{N_c}{2},{\mathrm{\&tau;}}_m=\frac{2\mathrm{\&pi;m}}{N_p\mathrm{\&Delta;\&omega;}},m=0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N_p-1---\left(18\right)$

该OFDM长训练序列具有N_c+1个子载波，其相量由下面的矢量定义

L_-26，26＝[11-1-111-11-1111111-1-111-11-111110

                                                   (19)

          1-1-111-11-11-1-1-1-1-111-1-11-11-11111]在(19)中，“1”或“-1”分别对应于φ_n＝0或φ_n＝π。然后，根据(18)与(19)构建(7)中定义的矢量{C_m｝。802.11a PHY中的PLCP前序(‘SYNC’)包括位于由T₁和T₂表示的起始时间的两个完全相同的长训练序列。为了最大化允许的延迟扩展(换言之，最大化左侧的循环拓展的长度)，选择同步至时间T₂的起始。

下面是以算法操作的优选形式在AP接收机内操作的步骤：

1)存储接收的PLCP采样；

2)在离线模式中利用接收机提供的‘Frame Sync’(单独接收)定位T₂的起始；

3)利用信道精密频率估计补偿频率偏移的时间采样；

4)在时间采样的FFT的辅助下计算(6)中的分量C；

5)计算(13)中的|<C，C_k>|。最小的J满足

$\frac{|<C,C_J>|}{\underset{k}{\max }\left\{\right|<C,C_k>\left|\right\}}>0.5---\left(20\right)$

其为对应于最短路径的指数。

6)计算路径长度d＝c·τ_J，其中，c为光速。

Claims (29)

1.一种估计第一无线通信终端与第二无线通信终端间的距离的方法，包括：

(i)在第一终端接收信号，接收的信号包括由第二终端发射的RF发射信号的复合多径衍生，该发射信号含有包括多个同时调制的载波的OFDM信号；以及

(ii)处理所述接收信号，包括执行解调操作，以生成解调信号；

(iii)将所述解调信号分解为对应于包括在所述接收信号中的不同路径长度分量的多个分量；

(iv)识别哪个分解的分量对应于最短的路径长度；以及

(v)对于识别的分量，计算从所述第二终端至所述第一终端的经历时间。

2.根据权利要求1所述的方法，包括由所述第一终端为在步骤(iii)中分解的每一分量确定强度值。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，将所述强度值与门限值比较，以确定是否将所述强度值视为非零，并且在步骤(iv)中，仅包括具有非零强度值的分量，以得到具有最短路径长度的分量。

4.根据权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中，由所述第一终端接收并处理的信号是在802.11标准中定义的PLCP(物理层汇聚过程)训练信号的多径衍生。

5.根据权利要求1至4中任何一项所述的方法，其中，将在步骤(ii)中作为解调器操作输出而产生的信息存储在存储器中。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，存储器中存储的信息包括时间采样，并且所述方法包括向所述信息施加处理功能，以定位对应于所述存储的时间采样中训练符号起始的时间。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述处理功能用于在所述存储的时间采样中定位对应于第二次发射训练符号的起始的时间T2。

8.根据权利要求6或7所述的方法，包括由所述第一终端向所述存储的时间采样施加校正因子，以补偿频率偏移。

9.根据前述权利要求6至8中任何一项所述的方法，包括对这些时间采样执行快速傅立叶变换(FFT)运算，以产生相量的复合矢量C。

10.根据权利要求9所述的方法，包括构造特殊矢量集合{Ck}，其中，该集合{Ck}的每一分量对应于经历的不同特定路径长度。

11.根据权利要求10所述的方法，包括由所述第一终端通过执行求出复合矢量C与构造集合{Ck}的每一分量的内积绝对值|＜C，Ck＞|的数学函数运算，将相量的恢复复合矢量C分解为对应于不同路径长度的分量。

12.一种第一无线通信终端，用于测量其自身与第二无线终端间的距离，该第一终端包括：

(i)用于接收信号的接收机，接收的信号包括由第二终端发射的RF发射信号的复合多径衍生，该发射信号含有包括多个同时调制的载波的OFDM信号；以及

(ii)用于对该接收信号进行解调操作以产生解调信号的解调器；

并且其特征在于(iii)一个或多个处理器，其用于：

(a)将所述解调信号分解为对应于包括在所述接收信号中的不同路径长度分量的多个分量；

(b)识别哪个分解的分量对应于最短的路径长度；以及

(c)对于识别的分量，计算从所述第二终端至所述第一终端的经历时间。

13.根据权利要求12所述的终端，其用于对于每一分解的分量确定强度值。

14.根据权利要求13所述的终端，其用于对于每一分解的分量将所述强度值与门限值比较，以确定是否将所述强度值视为非零，从而将包括具有所述强度值的分量，以得到具有最短路径长度的分量。

15.根据权利要求12、13或14所述的终端，其中，所述第一终端用于接收并处理作为在802.11标准中定义的PLCP(物理层汇聚过程)训练信号的多径衍生的接收信号。

16.根据权利要求12至15中任何一项所述的终端，包括用以存储作为解调器输出而产生的信息的存储器。

17.根据权利要求16所述的终端，其中，所述存储器用于存储由所述解调器解调的信号的复时间采样。

18.根据权利要求17所述的终端，其中，所述第一终端进一步包括一种处理功能，其用于在所述存储的时间采样中定位对应于训练符号起始的时间。

19.根据权利要求18所述的终端，其中，所述处理功能用于在所述存储的时间采样中定位对应于第二次发射训练符号的起始的时间T2。

20.根据权利要求17至19中任何一项所述的终端，其中，所述第一终端进一步包括一种处理处理功能，其用于向这些时间采样施加校正因子，以补偿频率偏移。

21.根据权利要求17至20中任何一项所述的终端，其中，所述第一终端包括一种处理功能，其用于对这些时间采样执行FFT运算，以产生相量的复合矢量C。

22.根据权利要求18至21中任何一项所述的终端，其中，所述第一终端进一步包括一种处理处理功能，其用于构造特殊矢量集{Ck}，其中，该集合的每一分量对应于经历的不同特定路径长度。

23.根据权利要求21或22所述的终端，其中，所述第一终端包括一种处理处理功能，其用于通过执行用来求出复合矢量C与特殊矢量集合{Ck}的每一分量值的内积绝对值|＜C，Ck＞|的数学函数运算，将相量的恢复复合矢量C分解为对应于不同路径长度的分量。

24.根据权利要求12至23中任何一项所述的终端，其进一步包括一种处理功能，该功能用于利用估计的距离结果，执行LAN系统操作。

25.根据权利要求24所述的终端，其包括LAN接入点，并且该终端包括一种处理功能，其用于参与第二终端的切换辅助过程，该第二终端为该LAN的远程单元(RU)。

26.根据权利要求24所述的终端，其用于在其它接入点终端的辅助下，利用估计的距离结果，确定远程单元终端的位置。

27.一种估计第一无线通信终端与第二无线通信终端间的距离的方法，包括：

在该第二(发送)终端处：

(i)生成包括频域中相量的OFDM训练符号；

(ii)通过向频域中产生的信号的相量施加逆FFT运算，处理该生成的信号，以在时域中生成复信号的I和Q分量；

(iii)合并该I与Q分量，以产生含有包括多个同时调制的载波的OFDM信号的发射信号；以及

(iv)发射该发射信号；

以及在该第一(接收)终端处：

(v)接收包括由所述第二终端发射的发射信号的复合多径衍生的接收信号；以及

(vi)处理所述接收信号，包括执行解调操作，以生成解调信号；

(vii)将所述解调信号分解为对应于包括在所述接收信号中的不同路径长度分量的多个分量；

(viii)识别哪个分解的分量对应于最短的路径长度；以及

(ix)对于识别的分量，计算从所述第二终端至所述第一终端的经历时间。

28.根据权利要求27所述的方法，其中，所述第二终端为标准未修改的RU终端。

29.根据权利要求27或28所述的方法，其中，该方法利用从所述第二终端至所述第一终端的没有回送的单向通信路径进行操作。

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